相位差检测的算法研究-为什么不用CCP检测边沿

经过上一篇文章的分析，我们知道，当不存在待测物时，发射线圈的等效阻抗为：

当发射线圈产生的磁场内存在待测物时，发射线圈的等效阻抗为：

根据 的数值，可以分辨出待测物的类型；

涡流示意图

直接检测相位差可行吗

假设施加发射线圈的电压复数形式为，则接收电压

如果检测接收信号与发射信号的幅度，以及接收信号与发射信号的相位差，则可以算出发射线圈的阻抗。

因为发射信号与接收信号的为单一频率的信号，而且频率相同，检测相位差比较简单的办法为：

分别将发射信号与接收信号通过过零比较器处理成50%占比空的数字方波信号。

将两路方波信号送入单片机的CCP捕捉功能脚，利用单片机的CCP功能，分别捕捉发射信号的跳变时间以及接收信号的跳变时间，将两个时间相减，再与信号的周期进行运算即可以得到相位差。

这里的问题在于：

相对于和，和是比较大的数值，小的阻抗的变化导致的相位变化小，如果采用CCP捕捉，需要单片机通过数值计算滤除干扰进行分析，早期性能差的单片机难以胜任。

相位差检测的数值处理方法

随着近些年单片机技术的发展，特别是性价比极高的cortex-m内核处理器的普及应用。

对模拟信号进行高速采样并对数值进行处理已不成问题。

按照下述步骤实现相位差数值检测的算法：

1） 以为采样率对接收信号采样 N+N/4个数据，得到一组数组A，

2） 根据发射信号的频率，在一个周期内对信号采样N个点，保存为一个数组B，

3) 计算的数值，记为R；

4) 计算的数值，记为X；

5) 在多个周期内计算R和X的滑动平均值，记为以及；

6) 计算 的数值，根据这一数据判断待测物的类型。

R， X的变化波形

一个相位差检测电路的详细分析

最近在检测某个检测系统，该系统通过线圈向空间发射电磁信号，并通过另一个线圈检测电磁信号。

被测物会引起接收信号和发射信号之间的相位变化，通过检测相位差数值即可以分辨出被测物的类型。

检测电路

相位检测电路

V1模拟发射的信号，频率为17kHz，电压真有效值为10Vrms；

R12, R13, C7用于待测物的等效电路；

C1, R1组成的高通滤波电路的截止频率为，对于频率为17kHz的信号，可认为幅度放缩倍数为1。

引起的相位变化为。

C1,R1组成高通滤波电路前后的波形对比

用波特仪进一步分析，以运放U4的输出信号为输入，以电阻R4的电压为输出，测得波特图如下：

幅频特性

相频特性

当信号频率为17kHz时，放大倍数为100，相位超前,即信号超前1.96us。

发射信号由比较器U2与参考电平0V比较得到第一路过零信号，该过零信号控制模拟开关S1，得到接收信号的半波，记为rs1。

比较器U2的输入信号再经过R7，C6移相，输入到比较器U3，并与参考电平0V比较，得到移相之后的过零信号；该过零信号控制模拟开关S2，得到接收信号的半波，记为rs2。

C5，R7，C6构成的移相网络的幅频特性为：

移相网络的幅频特性

移相网络的相频特性

当信号频率为17kHz时，移相网络的放大倍数为0.042，相位滞后了 ，即信号滞后了10.26us。

运放U1输出的信号经过两个相位不同的过零信号的正电压选通得到两个相位不同的半波信号rs1和rs2。

rs1经过R8，C8组成的低通滤波器滤成直流；

rs2经过R14，C9组成的低通滤波器滤成直流；

相位检测原理分析

假设发射信号的相位为0，幅度为a，频率为f，即表示为：

，

发射信号到U2输入端的延时为,移相网络导致的延时为，

待测物导致幅度变化的放大倍数为,导致的相移为。

而运放组成的信号处理电路的放大倍数为,导致的相移为。

得到rs1的直流分量为：

计算得到：

得到rs1的直流分量为：

计算得到：

假设，则利用三角函数的和角公式，得到：

两式相除，得到：

进一步变换得下：

(式1）

,由单片机的A/D转换计算得到，而由固定的移相网络决定，是一个固定值。

同时，，也是固定值，所以只需要测出,，就可以通过上述公式计算出待测物导致的相移，从而分辨出待测物的类型 。

仿真验证

根据上述分析，我们知道，

,

测得：

电压测量

通过公式1算得，

，

而示波器测得待测物引起的相移为：

。

基本一致；

待测物的相移测量

实物测试

结论

该电路巧妙地用两用路相位不同的过零信号接收信号进行选通，并滤成直流信号。

只需要测量直流信号就可以通过公式算得待测物引起的相移，避免了处理器对接收信号的高速采样，只需要用普通的单片机就可以进行检测。

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